自供电无线振动传感器网络的双模组振动能量收集与管理方法_亚博体育|亚博官方app下载
  中国测试  2019, Vol. 45 Issue (9): 76-83

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文章信息

李俊, 汤宝平, 舒云龙, 肖鑫
LI Jun, TANG Baoping, SHU Yunlong, XIAO Xin
自供电无线振动传感器网络的双模组振动能量收集与管理方法
Method of dual modules energy harvesting and management for self-powered wireless vibration sensor network
中国测试, 2019, 45(9): 76-83
CHINA MEASUREMENT & TEST, 2019, 45(9): 76-83
http://dx.doi.org/10.11857/j.issn.1674-5124.2019030011

文章历史

收稿日期: 2019-03-03
收到修改稿日期: 2019-04-01
自供电无线振动传感器网络的双模组振动能量收集与管理方法
李俊 , 汤宝平 , 舒云龙 , 肖鑫     
重庆大学 机械传动国家重点实验室,重庆 400030
摘要:针对自供电无线振动传感器网络节点在高、低功耗模式下能量供应等待周期长或容量不足的问题,提出一种双模组振动能量收集与管理方法。设计小能量存储容量模组和大能量存储容量模组,小能量存储容量模组蓄能周期短,大能量存储容量模组蓄能容量大。在每个模组中,欠压闭锁电路断开后级电路通路将能量阻断,然后蓄积于电解电容,降压稳压电路降压转换电解电容的高电压能量并存储于超级电容,能源状态监测电路监测超级电容的能源状态,无线振动传感器网络节点微处理器获得能源状态信息后,根据后续工作的能量供应需求启用不同的蓄能模组。实验结果表明:双模组振动能量收集与管理电路最短蓄能周期仅6 min,完全启动双模组的情况下每个蓄能周期提供高达4.19 J的能量,能够驱动无线振动传感器网络节点正常工作。
关键词自供电    无线传感器网络    双模组    能量收集与管理    
Method of dual modules energy harvesting and management for self-powered wireless vibration sensor network
LI Jun , TANG Baoping , SHU Yunlong , XIAO Xin     
The State Key Laboratory of Mechanical Transmission, Chongqing University, Chongqing 400030, China
Abstract: To solve the problem of long waiting time or insufficient capacity for self-powered wireless vibration sensor network nodes in high or low power consumption condition, this paper proposed a new method of dual modules energy harvesting and management. A small and a large capacity module had been designed, in which the small one has the advantage of short cycle time of energy harvesting while the large one was equiped with a large energy storage capacity. In each module, the under voltage lockout circuit cuts the path to next circuit for storing energy in aluminium electrolytic capacitor, the buck voltage regulator regulates high voltage energy from aluminium electrolytic capacitor and stores it in supercapacitor, the energy monitoring and warning circuit monitors the energy status of supercapacitor, the microprocessor of wireless vibration sensor network nodes calls different energy harvesting module to power nodes according to the power demand of the comming task after gaining the energy status of supercapacitor. The experiment has proved thatthe minimum circle time of the dual modules energy harvesting and management circuit is only 6 minutes, and the circuit is able to provide sufficient energy up to 4.19 J in every cycle time when both modules are fully engaged, which is enough to power wireless vibration sensor network nodes to work normally.
Key words: self-power     wireless sensor network     dual modules     energy harvesting and management    
0 引 言

无线振动传感器网络节点自身携带的能量有限,往往分布在复杂环境中且数量众多,其电池更换困难,能量供应是制约无线振动传感器网络应用的瓶颈问题,迫切需要通过收集环境中的能量实现无线振动传感器网络节点的自供电[1-3],使用压电资料收集环境中的振动能量为无线振动传感器网络节点供电是一种可行的解决方案[4-6]。要实现压电资料收集环境中的振动能量,一方面需要对压电资料结构进行优化设计以提高压电能量转换器的功率输出[7-9],另一方面由于压电资料吸收振动所转化的电能功率仍然很小,无法直接驱动无线振动传感器网络节点正常工作,需要设计能量收集与管理电路对电荷的存储与释放过程进行控制[10-11]

目前在环境能量收集中已出现了不同的能量收集与管理方法[12-13]。Yogesh Ramadass等[14]设计了以微型电池为存储媒介的能量收集与管理电路,设计了高效的全桥整流电路和直流稳压电路为微型电池充电,尽管微型电池容量大,但蓄能到特定电压值所需要的蓄能周期长;Zhao等[15]采取LTC3588芯片设计能源管理电路为无线传感器网络节点供能,但只有微库仑级的能量可供使用;张自强等[16]提出了一种上变频自供电无线传感器电源管理电路,该电路采取0.1 F的超级电容存储能量,蓄能总量仍然较小。这些能量收集与管理方法具有无法同时兼顾短蓄能周期与大容量的问题。

在实际应用中,无线振动传感器网络节点在网络组网、数据转换和存储等高功耗模式下的工作需要消耗大量能量[2],要求振动能量收集装置具有大的能量存储容量;而无线振动传感器网络节点在低功耗模式下的工作如命令接收需要及时地进行,这又要求振动能量收集装置蓄能周期短并及时为节点提供能量。目前的能量收集与管理方法主要为单模组能量收集与管理方法,该方法的能量存储容量为单一固定值,如果能量存储容量大,能够同时满足节点在高功耗与低功耗模式下的能量消耗,但是蓄能周期长,无法满足节点在低功耗模式下的快速响应需求;如果能量存储容量小,能够满足节点在低功耗模式下的快速响应需求以及能量消耗,但是蓄能总量小,无法满足节点在高功耗模式下的能量消耗。

本文针对单模组能量收集与管理方法无法兼顾无线振动传感器网络节点高、低功耗模式下能量供应周期和容量的问题,提出了双模组能量收集与管理方法,具有轻量级和完全级两种蓄能模式,轻量级蓄能模式采取小的能量存储容量模组蓄能,完全级蓄能模式同时采取大小两个能量存储容量模组蓄能。在节点低功耗工作时,启用轻量级蓄能模式为节点快速提供能量;而在节点高功耗工作时,启用完全级蓄能模式为节点供能。

1 双模组能量收集与管理总体架构

新的能量收集与管理方法需要兼顾大能量存储容量以及短蓄能周期,满足自供电无线振动传感器网络节点在高、低功耗模式下的能量供应需求,因此提出双模组能量收集与管理方法并设计了双模组能量收集与管理电路,其总体架构见图1

图 1 双模组能量收集与管理总体架构

双模组能量收集与管理电路包含两个蓄能模组,分别为小能量存储容量模组A和大能量存储容量模组B,小能量存储容量模组A蓄能周期短,大能量存储容量模组B蓄能容量大。轻量级蓄能模式采取模组A快速蓄满能量为无线振动传感器网络节点供电,节点能够及时地进入低功耗模式待命;完全级蓄能模式采取模组A与模组B共同蓄积大量能量供应节点进行如数据转换、存储等高功耗模式下的工作。

每个模组分别由全桥整流、欠压闭锁、开关稳压电路组成。全桥整流电路将压电能量转换器发生的交流电荷转变为稳定的直流电,欠压闭锁电路断开后级电路通路将能量阻断,然后蓄积于电解电容,蓄积在电解电容的能量经过开关稳压电路的降压稳压,最终储存在超级电容中,能源状态监测电路分别监测两模组超级电容的电压,当超级电容电压高于特定电压值时通知节点微处理器蓄能完毕,且A模组在蓄能完毕时能够启动完全级蓄能模式,节点微处理器根据来自上位机或者其他节点的调度命令,估算下一步工作的能量需求,可随时以最高权限反馈控制并切换双模组能量收集与管理电路的蓄能模式。当超级电容电压不足时,能源状态监测电路则提前告知节点微处理器能源不足,以便节点提前备份工作数据,然后进入休眠状态。

能量存储方案基于超级电容而非电池,电池存储容量巨大,但是过度的充放电会导致二次电池发热、寿命缩短,需要烦琐的充放电控制电路;超级电容虽然容量较小,但不受充放电限制,无需充放电控制电路,这使得电路简化,降低了本钱,且超级电容的可充放电次数远大于电池,这些优势使得超级电容非常适合于能量受限且需一直充放电的能量收集应用。

2 双模组振动能量收集与管理电路设计 2.1 欠压闭锁电路设计

欠压闭锁电路能够断开后级电路通路将能量阻断,然后蓄积于电解电容,蓄积到特定电压后再突然释放为双模组能量收集与管理系统提供能量,若弃用欠压闭锁电路设计方案,采取压电转换器发生的微弱能量直接驱动双模组能量收集与管理系统的方案,则系统电路会因为压电转换器发生能量的功率过小而一直处于循环启动-关闭的振荡状态,系统一直地消耗能量却始终无法正常工作。欠压闭锁电路原理如图2所示,电容C1存储的能量作为双模组振动能量收集与管理电路自身工作的能量来源,电容C2缓冲暂存全桥整流后稳定的直流电实现初步稳压。

图 2 欠压闭锁电路原理图

在初始阶段,Q1必须处于关闭状态,只有在当电压上升至特定电压值时Q1才可开启,否则电荷将通过Q1流失而无法有效存储到电容C1、C2,因此以下将对Q1的导通状态以及 ${U_{\rm{i}}}{(t)}$ 的变更情况进行分析。

${\rm{0}} \leqslant {U_{\rm{i}}}{{(t)}} \leqslant {\rm{0}}{\rm{.6 }}\;{\rm{V}}$ 时, ${U_{{\rm{Q1}}}}$ 状态不定,随机处于低电平0 V或者处于高电平状态。

若处于高电平状态:

$ {U_{{\rm{Q1}}}} = {U_{\rm{i}}}{{(t)}}, {U_{\rm{P}}} = {U_{\rm{i}}}{{(t)}} $ (1)

若处于低电平状态,电压比较器正相输入 ${U_{\rm{P}}}$

${U_{\rm{P}}} = {\rm{REF}} \cdot \frac{{{R_{\rm{2}}}}}{{{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}}} = {U_{\rm{i}}}{{(t)}} \cdot \frac{{{R_{\rm{2}}}}}{{{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}}}$ (2)

在初始阶段,通过二极管D2的电流大小 $i$ 为:

$i = {I_{\rm{s}}}\left( {\mathop {\rm{e}}\nolimits^{\frac{{q{U_{\rm{i}}}{{(t)}}}}{{KT}}} - {\rm{1}}} \right)$ (3)

式中: ${I_{\rm{s}}}$ ——D2的反向饱和电流,A;

$q$ ——电子的电量,C;

$K$ ——玻尔兹曼常数;

$T$ ——热力学温度,K。

电压比较器反相输入 ${U_{\rm{N}}}$

${U_{\rm{N}}} = {R_{\rm{4}}}{I_{\rm{s}}}\left({{ {\rm{e}}^{\frac{{q{U_{\rm{i}}}{{(t)}}}}{{KT}}}} - {\rm{1}}} \right)$ (4)

${U_{\rm{N}}}$ ${U_{\rm{P}}}$ 求导可得:

${ U'_{\rm{N}}} = {R_{\rm{4}}}{I_{\rm{s}}}\frac{q}{{KT}}{{\rm{e}}^{\frac{{q{U_{\rm{i}}}{{(t)}}}}{{KT}}}}, {U'_{\rm{P}}} = \frac{{{R_{\rm{2}}}}}{{{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}}}$ (5)

由于 ${I_{\rm{s}}}$ 极小,当 ${\rm{0}} \leqslant {U_{\rm{i}}}{{(t)}} \leqslant {\rm{0}}{\rm{.6}}\; {\rm V}$ 时, ${U'_{\rm{P}}} > {U'_{\rm{N}}}$ ,则 ${U_{\rm{P}}} > {U_{\rm{N}}}$ ,因此PMOS必将处于关闭状态。

${\rm{0}}{\rm{.6}}\; {\rm V} < {U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ 时,由上述分析可知,此时 ${U_{{\rm{Q1}}}}$ 一定处于高电平状态,则电压比较器正相输入 ${U_{\rm{P}}}$

${U_{\rm{P}}} = \frac{{{R_{\rm{1}}}}}{{{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}}}{\rm{[}}{U_{\rm{i}}}{{(t)}} - {\rm{REF]}} + {\rm{REF}}$ (6)

反相输入端的电压取决于 ${R_{\rm{4}}}$ ,由于 ${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ 电压大于0.6 V,因此经过 ${R_{\rm{4}}}$ 的电流不再由D2决定,而是取决于 ${R_{\rm{3}}}$ ${R_{\rm{4}}}$ 的阻值。电压比较器反相输入 ${U_{\rm{N}}}$

${U_{\rm{N}}} = \frac{{{R_{\rm{4}}}}}{{{R_{\rm{3}}} + {R_{\rm{4}}}}}{\rm{[}}{U_{\rm{i}}}{{(t)}} - {\rm{0}}{\rm{.6]}}$ (7)

$ {R_{\rm{4}}} > > {R_{\rm{3}}}$ ,则

${U_{\rm{N}}} \approx {U_{\rm{i}}}{{(t)}} - {\rm{0}}{\rm{.6}}$ (8)
${U'_{\rm{N}}} = {\rm{1}} > {U'_{\rm{P}}} = \frac{{{R_{\rm{1}}}}}{{{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}}}$ (9)

随着 ${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ 逐渐升高,必将满足 ${U_{\rm{N}}} > {U_{\rm{P}}}$ ,PMOS导通。

${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ 达到特定电压值时, ${U_{{\rm{Q1}}}}$ 电平将发生跳变,然后驱动开关管Q1开启或关闭后级电路通路。 ${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ ${U_{{\rm{Q1}}}}$ 满足关系:

${U_{\rm{i}}}{{(t) = }}\frac{{{R_{\rm{1}}}{\rm{(}}{R_{\rm{3}}}{\rm{ + }}{R_{\rm{4}}}{\rm{)}}}}{{{R_{\rm{4}}}{\rm{(}}{R_{\rm{1}}}{\rm{ + }}{R_{\rm{2}}}{\rm{)}}}}{U_{{\rm{Q1}}}}{\rm{ + }}\frac{{{R_{\rm{2}}}{\rm{(}}{R_{\rm{3}}}{\rm{ + }}{R_{\rm{4}}}{\rm{)}}}}{{{R_{\rm{4}}}{\rm{(}}{R_{\rm{1}}}{\rm{ + }}{R_{\rm{2}}}{\rm{)}}}}{\rm{REF + 0}}{\rm{.6}}$ (10)

其中, ${U_{{\rm{Q1}}}}$ 有两种电平状态:0 V和 ${U_{{\rm{imax}}}}$ (设 ${U_{{\rm{imax}}}}$ ${V_{{\rm{DD}}}}$ ),分别对应着输入电压 ${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ 的上下限阈值 ${U_{\rm{i}}}{{{(t)}}^ + }$ ${U_{\rm{i}}}{{{(t)}}^ - }$

${U_{\rm{i}}}{{{(t)}}^ + } = \frac{{{R_{\rm{1}}}{\rm{(}}{R_{\rm{3}}} + {R_{\rm{4}}}{\rm{)}}}}{{{R_{\rm{4}}}{\rm{(}}{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}{\rm{)}}}}{V_{{\rm{DD}}}} + \frac{{{R_{\rm{2}}}{\rm{(}}{R_{\rm{3}}} + {R_{\rm{4}}}{\rm{)}}}}{{{R_{\rm{4}}}{\rm{(}}{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}{\rm{)}}}}{\rm{REF}} + {\rm{0}}{\rm{.6}}$ (11)
${U_{\rm{i}}}{{{(t)}}^ - } = \frac{{{R_{\rm{2}}}{\rm{(}}{R_{\rm{3}}} + {R_{\rm{4}}}{\rm{)}}}}{{{R_{\rm{4}}}{\rm{(}}{R_{\rm{1}}} + {R_{\rm{2}}}{\rm{)}}}}{\rm{REF}} + {\rm{0}}{\rm{.6}}$ (12)

${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ ${U_{{\rm{Q1}}}}$ 符合如图3所示的电压滞回特性曲线, ${U_{\rm{i}}}{{(t)}}$ 电压将在上下限阈值之间变更,由于二极管D1的作用,C1的电平将坚持为定值 ${V_{{\rm{DD}}}}$

图 3 电压滞回特性曲线

2.2 能源状态监测与蓄能模式切换电路设计

通用的能源状态监测方法如采取模数转换芯片监测的方法,通过模数转换芯片采集能源状态数据,经由SPI等尺度数据接口将数据传递给微处理器,这个过程需要模数转换芯片以及微处理器一直处于工作状态,且需要模数转换芯片的基准电压稳定能力保障能源状态监测的准确度,这种方法适合于能源不受限的应用当中。而在能源受限的能量收集应用中,这种方法因无时无刻采集能源状态数据消耗大量的能量,且能源状态监测数据不可靠,因此不适用于此应用。本文通过“电平触发”的方法对能源状态进行监测,在微处理器处于超低功耗睡眠状态时也可工作,具有功耗低、工作可靠的优势,且相比于昂贵的模数转换芯片组成的电路,由电压比较器、电阻、场效应管等基础器件所组成的电路硬件本钱更低。在微处理器获得能源状态信息后,通过双重权限控制的方法切换蓄能模式,进而实现对能源的有效管理,其电路原理见图4

图 4 能源状态监测与蓄能模式切换电路原理图

由A4组成的电压比较电路监测A模组的能源状态,在A模组蓄能完毕后发生READYA信号,与此同时获得开启B模组蓄能的执行权限,启动完全蓄能模式。由A6、A7组成的能源不足预警电路监测系统能源VCC的能源状态,在无线振动传感器网络节点工作过程中,当系统能源下降到下限阈值时,将触发能源不足预警信号WARN,当系统能源继续下降,将会触发能源已耗尽的信号RST。

蓄能模式切换电路通过控制Q4导通和关闭B模组蓄能通道,实现在轻量级蓄能模式和完全级蓄能模式之间的切换。Q4的启闭状态由READYA和D0、D1控制位决定,以“0”代表低电平,“1”代表高电平,Q4状态控制见表1

表 1 蓄能模式切换控制表
READYA D0 D1 Q4
0 0 0 关闭
0 0 1 导通
0 1 0 关闭
0 1 1 导通
1 0 0 导通
1 0 1 导通
1 1 0 关闭
1 1 1 导通

由表可知,READYA由A模组控制,A模组具有蓄能模式切换的控制权限,且当D0为“1”时,READYA无效,微处理器控制着D0、D1位,微处理器具有切换蓄能模式的最高控制权限。以双重权限控制蓄能模式切换的方法保障了系统在能源不足的情况下也能可靠工作,在微处理器失电时,即D0、D1为低电平时,模组A获得蓄能模式切换的完全控制权限,仍然可以在脱离微处理器控制的情况下自主切换蓄能模式,若采取微处理器单一控制位来控制蓄能模式,虽然降低了硬件本钱,然而一旦微处理器失电,则蓄能模式将处在未知状态,且Q4可能会处在中间状态而发热消耗大量能量。

能源状态监测与蓄能模式切换控制电路中的电路器件如MOS管、电压比较器为电压控制型器件,功耗为纳瓦级可忽略不计,因此电路功耗P将主要取决于电阻的取值,功耗P可由下式得出:

$ P = \frac{U_{\rm{i}}(t)^{\rm{2}}}{R_{\rm{7}}} + \frac{V_{{\rm{DD}}}^{2}}{R_{\rm{8}}} + \frac{V_{{\rm{CC}}\_{\rm{A}}}^{2}}{R_{\rm{9}} + {R_{10}}} + \frac{V_{{\rm{CC}}}^{2}}{R_{11} + R_{12} + R_{13}} $ (13)

${R_{\rm{7}}}\sim{R_{{\rm{13}}}}$ 采取精度较高的金属玻璃釉电阻,其中 ${R_{\rm{7}}} = {R_{\rm{8}}} = {\rm{22}} \;{\rm{M\Omega }}$ ,由于电阻制造工艺复杂,阻值越大的电阻精度越低, ${R_{\rm{9}}}\sim{R_{{\rm{13}}}}$ 作为采样电阻对阻值精度要求较高,因此综合权衡电路的采样精度和能耗,选取阻值较低的电阻,其中 ${R_{\rm{9}}} + {R_{{\rm{10}}}} = {\rm{2}}{\rm{.915}} \;{\rm{M\Omega }}$ ${R_{{\rm{11}}}} + {R_{{\rm{12}}}} + {R_{{\rm{13}}}} = \!{\rm{3}}{\rm{.129}} \;{\rm{M\Omega }}$ ,由 ${U_{\rm{i}}}{{(t)}} = 0\sim 5 \;{\rm{V}}$ ${V_{{\rm{DD}}}} = {\rm{5}} \;{\rm{V}}$ ${V_{\rm{CC\_A}}} = {V_{\rm{CC}}} = 2\sim 3{\rm{.3}} \;{\rm{V}}$ ,则能源状态监测与蓄能模式切换电路功耗P范围为3.79~9.49 μW。

双模组能量收集与管理装置实物如图5所示,压电能量转换器①发生的交流电荷通过输入口进入双模组能量收集与管理模块②,双模组能量收集与管理模块在蓄能完毕后告知无线振动传感器网络节点③的微处理器,与此同时通过供电输出线为节点供能,微处理器可随时通过反馈控制线切换当前的蓄能模式。

图 5 双模组能量收集与管理装置实物图

3 实验与验证

本实验基于90SY56-G振动试验台,使用调速箱YG2003调节振动试验台转速为2 333 r/min发生幅度较大的振动,采取Mide Technology公司生产的压电能量转换器PPA-4011,此型号为四层压电结构,相比传统单层结构能够输出更高功率的能量。

适当调整压电能量转换器悬臂梁长度以获得较大的电压输出,在压电能量转换器后端接入本文设计的双模组能量收集与管理模块,在双模组能量收集与管理模块的能源输出口接入我们实验室项目团队设计的无线振动传感器网络节点[2],实验测试平台见图6

图 6 双模组能量收集与管理电路测试实验

3.1 能源管理逻辑验证实验

3.1.1 欠压闭锁逻辑验证

实验中对欠压闭锁的能源管理逻辑进行了测试,将双模组能量收集与管理电路接至压电能量转换器输出端,在蓄能过程中,使用示波器测定电解电容(图2中的C2)在蓄能过程中的电压变更,实验结果见图7

图 7 欠压闭锁电平逻辑

从实验结果可知,电解电容的电压在[1.5 V,4.5 V]区间变更,符合图3所示的电压滞回特性曲线,证明欠压闭锁的能源管理逻辑符合预期。

3.1.2 能源状态监测预警逻辑验证

将双模组能量收集与管理电路接至压电能量转换器输出端,在蓄能过程中使用示波器测试能源蓄满状态信息传递引脚(图4中的READYA引脚)以及超级电容两端的电压变更,实验结果见图8;为节点供电时测试能源不足预警信息传递引脚(图4中的RST引脚)以及超级电容两端的电压变更,实验结果见图9

图 8 能源蓄满电平逻辑

图 9 能源不足预警逻辑

图8所示,超级电容电压微小的电压上升便引起READYA由低电平状态突变为高电平,发生能源蓄满中断信号,引起READYA电平突变的超级电容电压临界值约为3.21V。故能源蓄满时的电平逻辑达到预期目标。

图9所示,在为节点供电过程中,当超级电容电压快速被消耗降低至2 V时,RST引脚电平立即发生跳变由高电平突变为低电平0 V,发生能源不足预警信号,由于RST的高电平状态由超级电容电压驱动,因此RST的高电平状态将随着超级电容电压的降低而降低。实验结果证明了能源状态监测预警功能达到了预期目标。

3.2 单、双模组能量收集与管理电路蓄能对照实验

在压电能量转换器后端分别接入双模组能量收集与管理电路和单模组能量收集与管理电路,双模组能量收集与管理电路中A模组和B模组的超级电容容量分别为0.33 F、1 F,单模组能量收集与管理电路的超级电容容量为1.33 F。在相同实验条件下,使用示波器分别测定两种能量收集与管理电路在蓄能过程中超级电容两端的电压变更,每隔30 s记录一次实验数据,实验结果如图10所示。

图 10 单、双模组能量收集蓄能过程对照

图中1、2曲线分别为双模组能量收集与管理电路中A模组和B模组的超级电容电压上升过程,3曲线为单模组能量收集与管理电路的超级电容电压上升过程。由于无线振动传感器网络节点电源转换芯片最低输入电压为2 V,因此能量收集与管理电路蓄能周期应当取值为在区间[2 V,3.21 V]的蓄能时长。从图中曲线上所标识的几个关键数据点可得,双模组能量收集与管理电路在轻量级蓄能模式下,蓄能周期仅为6 min,而单模组能量收集与管理电路的蓄能周期为25 min;且双模组能量收集与管理电路在完全级蓄能模式下,每个蓄能周期所提供的能量 ${E_{{\rm{12}}}}$ 与单模组能量收集与管理电路提供的能量 ${E_{\rm{3}}}$ 相同,两种能量收集与管理电路在每个蓄能周期提供的能量为:

${E_{{\rm{12}}}} = {\rm{0}}{\rm{.5(}}{C_{\rm{1}}} + {C_{\rm{2}}}{\rm{)\Delta }}{U^{\rm{2}}} = {E_{\rm{3}}} = {\rm{0}}{\rm{.5}}{C_{\rm{3}}}{\rm{\Delta }}{U^{\rm{2}}} = {\rm{4}}{\rm{.19}}\;{\rm{J}}$

实验结果表明,在轻量级蓄能模式下双模组能量收集与管理电路蓄能周期仅6 min,低于单模组能量收集与管理电路的蓄能周期25 min,提高了节点低功耗模式下工作的快速响应能力;在完全级蓄能模式下,每个蓄能周期可以提供高达4.19 J的能量,能够一次性足额提供节点在高功耗模式下工作时所需的巨大能量。

3.3 无线振动传感器网络节点驱动实验

实验中,将我们实验室项目团队设计的无线振动传感器网络节点[2]接至双模组能量收集与管理电路后端的电源输出口,此款节点在高功耗工作模式下如数据存储、数据转换过程中的工作电流约为40 mA。在双模组能量收集与管理电路蓄能完毕后,使用示波器监测其为节点供能时超级电容两端的电压变更,从而可得到双模组能量收集与管理电路能够驱动节点正常工作的时间长度,结果见图11

图 11 驱动节点工作时超级电容电压变更

由实验结果可知,在完全级蓄能模式蓄能完成后,双模组能量收集与管理电路能够为节点提供长达约42 s工作时间的能量,供能过程中为节点正常工作所提供的电荷量 ${{Q}}$ 为:

${{Q}} = C \cdot {\rm{\Delta }}U = {\rm{1}}{\rm{.33}} \times {\rm{1}}{\rm{.21}} = {\rm{1}}{\rm{.61 C}}$

显然,在此段时间内节点的平均工作电流 $\overline I = {{{Q}} / {{t}}} = {\rm{38}}\;{\rm{mA}}$ ,与节点的设计参数相吻合,在此供能阶段节点总共消耗的能量为4.19 J。

实验证明,双模组能量收集与管理电路能够一次性足额提供节点长达42 s工作时间的能量,使节点能够正常且不中断地完成高功耗模式下的工作,满足了节点在高功耗模式下的能量消耗需求。

4 结束语

本文提出了一种双模组振动能量收集与管理方法并设计了双模组振动能量收集与管理电路。实验结果表明,双模组振动能量收集与管理电路在轻量级蓄能模式下蓄能周期仅6 min,满足节点在低功耗模式下工作的快速响应需求;在完全级蓄能模式下的每个蓄能周期提供高达4.19 J的能量,能够满足节点在高功耗模式下工作的能量消耗需求;且通过实际测试为无线振动传感器网络节点供电,证明设计的双模组能量收集与管理电路能够驱动节点正常工作。双模组振动能量收集与管理方法是解决自供电无线振动传感器网络节点在高、低功耗模式下能量供应等待周期长或容量不足的问题的有效方法。

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